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zu Martin: die 300kHz-ZF könnte man problemlos einspeisen, ich habe das schon vorgesehen, um (V)-LF-Empfang zu ermöglichen. Alles, was <500kHz ist, kommt direkt auf den A/D-Wandler. Umgekehrt geht es natürlich auch, falls man mal auf dem 130kHz-Band senden will...
Nun gibt es wieder etwas Hardware. Die PLL für den Oszillator des 2. Mischers ist jetzt fertig geworden, der Schaltplan ist im Anhang angehängt. Hier die Beschreibung:
T1 mit Umgebung ist der Oszillator, der auf die Referenzfrequenz eingestellt werden soll. Es handelt sich um die übliche Schaltung mit Emitter-Rückkopplung, so kann man normale Festinduktivitäten verwenden und muss keine Spulen wickeln. Die Doppel-Kapazitätsdiode ist für die Frequenzkorrektur zuständig. Durch die beiden gegensinnig geschalteten Dioden werden die Verzerrungen minimiert, da sich die Kapazitätsänderungen durch die anliegende HF mehr oder weniger kompensieren. Die Abstimmspannung wird duch R10 eingespeist.
IC1 dient als Puffer-Verstärker und verstärkt das Signal etwa um den Faktor 10. Der AD8021 ist ein ausgewachsener HF-OpAmp und kann somit nicht durch irgendeinen Typ ersetzt werden. C6 ist bei niedrigen Verstärkungen für die Stabilität notwendig, hier kann er entfallen. R4 sorgt für einen definierten Ausgangswiderstand des Oszillatorsignals, die Amplitude beträgt im Leerlauf ca. 3V.
Der Phasenvergleicher ist als Mischer (Multiplizierer) mit den beiden FETs T2 und T3 aufgebaut. Das Oszillatorsignal wird gegenphasig über Tr2 auf die beiden Gates eingespeist, das Referenzsignal ebenfalls gegenphasig auf die Sources über Tr1. Die Amplitude des Referenzsignals (an R20) sollte ca. 0.5V betragen. An den zusammengeschalteten Drains erscheint die Summe und Differenz der beiden Eingangssignale, so wie man es von einem Mischer erwartet. Da bei eingerasteter PLL die Frequenzen der beiden Signale gleich sind, entsteht am Ausgang eine von der Phasenverschiebung abhängige Gleichspannung, die Summenfrequenz wird durch C11 abgeblockt.
OpAmp A1 ist der Regelverstärker der PLL, es ist ein PI-Regler. Am '+'-Eingang liegt das Signal vom Phasenvergleicher und am '-'-Eingang die Sollspannung vom Spannungsteiler R17/R18. C13 ist der Integrationskondensator, der Ausgang ist die Abstimmspannung.
A2 dient zum 'Einfangen' der PLL. wenn die Frequenzen des Oszilllators und der Referenz unterschiedlich sind. Da für eine 'saubere' Frequenz die Bandbreite der Regelung niedrig sein muss, bedeutet das, dass der 'Fangbereich' der PLL sehr klein ist und somit die PLL bei Frequenzdifferenzen von mehr als ein paar kHz nicht mehr einrastet. In diesem Zustand liefert der Phasenvergleicher etwa dieselbe Spannung wie bei 90° Phasendifferenz. Der Trick besteht nun darin, dass die Referenzspannung (Knoten R17/R18) etwas höher als die Spannung des Phasenvergleichers im Ruhezustand ist. Somit sinkt die Spannung am Ausgang von A1 langsam ab, da durch die Spannungsdifferenz ein Ladestrom durch C13 fliesst. Durch die abfallende Spannung wird die Oszillatorfrequenz langsam reduziert, bis sie auf dem Sollwert ist, dann rastet die PLL ein. Falls die Oszillatorfrequenz bereits zu tief ist, sinkt die Ausgangsspannung von A1 weiter ab, bis die untere Schaltschwelle des Komparators A2 erreicht ist. Dieser schaltet dann seinen Ausgang auf 'Low', was den '-'-Eingang von A1 über R19 und D2 ebenfalls auf niedrige Spannung zieht, worauf C13 zügig umgeladen wird und der Ausgang von A1 ansteigt, bis die obere Schwelle von A2 erreicht ist und der Ausgang von A2 wieder 'High' wird und der Ausgang von A1 langsam absinkt, bis die PLL einrastet. Bei eingerasteter PLL ist der Ausgang von A2 immer High, bei ausgerasteter PLL gibt es kurze 'Low'-Pulse mit einer Frequenz in der Grössenordnung von 50Hz.
Für A1 und A2 eignet sich ein Doppel-FET-OpAmp, z.B. der TLC2272 oder sein Vorgänger TLC272. Bei neueren FET-OpAmps ist darauf zu achten, dass sie für 12V Betriebsspannung spezifiziert sind, da es einige gibt, die nur noch 5V erlauben.
Die Betriebsspannung muss sehr stabil sein, daher ist eine Stabilisierung notwendig, z.B. mit dem bewährten 7812. Die Eingangssignale des Mischers dürfen nicht zu gross sein. Bei ausgerasteter PLL muss die Spannung am '+'-Eingang von A1 etwas kleiner sein als die Spannung am Verbindungspunkt von R17 und R18, so dass es eine Sägezahnspannung am Ausgang von A1 ergibt. Bleibt die Spannung konstant am oberen Anschlag, ist die Spannung am Verbindungspunkt R17/R18 zu niedrig. Die Mittenfrequenz des Oszillators wird mit C4 so eingestellt, dass bei eingerasteter PLL die Abstimmspannung (Ausgang von A1) ca. 6V beträgt.
Hier noch die Bilder, es ist ziemlich gedrängt geworden und besteht fast nur aus SMDs:
Lötseite:
'Bestückungsseite', wegen der SMDs fast keine Bauteile vorhanden:
die zweite ZF-Stufe (in Empfangsrichtung) mit Mischer ist jetzt fertig, sowohl für die Sende- als Empfangsrichtung. Hier wird die 10.7MHz-ZF auf 228kHz für den A/D-Wandler umgesetzt (und entsprechend umgekehrt für den Sender). Die Schaltung ist als PDF angehängt. Der Sendepfad ist oben und geht von rechts nach links. Ganz rechts kommt das 228kHz-Signal vom D/A-Wandler, das mit dem elliptischen LC-Filter aus L4, L5 und L6 und den zugehörigen Kondensatoren die Aliasing-Frequenzen beseitigt. Anschliessend kommt es zum Dioden-Ringmischer, der aus D5--D8 und Tr4 und Tr5 aufgebaut ist. Hier werden 'normale' Si-Dioden verwendet, da diese wegen der höheren Fluss-Spannung höhere Signalpegel erlauben als Schottky-Dioden. Die 1N4148 ist trotz ihres Alters richtig schnell und daher bestens geeignet. Nach der Mischung mit dem 11MHz-Signal wird am Mischer-Ausgang von Tr4 mit dem Keramikfilter FL2 die Spiegelfrequenz weggefiltert, so dass ein sauberes 10.7MHz-Signal als 'ZF TX' zur Verfügung steht, das später auf die Sendefrequenz gemischt wird.
Die Empfangsrichtung ist im Prinzip gleich, wegen der Signalverluste des Mischers hat es aber noch einen Verstärker. Das 10.7MHz-ZF-Signal wird vom Keramikfilter FL1 vorgefiltert und so die Spiegelfrequenz unterdrückt, danach folgt ein gleich aufgebauter Diodenmischer. Am Ausgang folgt ein 5poliges Tiefpassfilter mit L1, L2 und C4..C6 mit einer Eckfrequenz von 450kHz, um die unerwünschten Mischprodukte wegzufiltern, die sonst als Aliasingfrequenzen Störungen erzeugen würden. Tr3 dient als Impedanzwandler mit einem Spannungs-Übersetzungsverhältnis von 1:4, dadurch wird der Rauschabstand verbessert. Anschliessend sorgt der OpAmp IC1 mit 11facher-Verstärkung für den nötigen Pegel für den A/D-Wandler. Am Ausgang hat es noch einen 3poligen Tiefpass, ebenfalls mit einer Eckfrequenz von 450kHz, der das Breitband-Rauschen und sonstige Störungen beseitigt.
Das Relais Re1 schaltet das 11MHz-Oszillatorsignal entsprechend der Betriebsart auf den Empfangs- oder Sendemischer. So wird einerseits der Oszillator-Treiber weniger belastet und andererseits potentielle Störungen im Keim erstickt.
Das Sendesignal ist sehr sauber, wie die Messungen zeigen:
Hier das Spektrum bis 30MHz (250kHz Messbandbreite), man sieht nur das gewünschte 10.7MHz-Signal.
Das schmalbandige Spektrum sieht ebenfalls gut aus (Bandbreite 12kHz, 50kHz/Div und 10dB/Div), das Phasenrauschen ist über 60dB gedämpft.
Die unerwünschten Mischprodukte sind ebenfalls über 60dB gedämpft, wie das folgende Bild zeigt (100kHz/Div):
Diese Messung zeigt noch etwas Handlungsbedarf in der Software. 50dB unterhalb der Trägeramplitude sieht man ein 20kHz breites Rauschband. Dieses stammt vom A/D-Wandler für das NF-Signal und deutet auf eine zu hohe Verstärkung im Software-Teil, so dass das NF-Rauschen für einen ordentlichen Rauschteppich innerhalb der NF-Bandbreite sorgt, die hier absichtlich auf unsinnig hohe 20kHz eingestellt war. Eigentlich sollte ein 12Bit-Wandler 70dB Rauschabstand haben.
Hier noch die Bilder der Hardware. Die ZF-Leiterplatte von der Lötseite, auch hier viele SMDs:
Die 'Bestückungsseite', wegen der vielen SMDs fast leer:
Der fertig aufgebaute ZF-Teil mit Mischer und ZF-Filterung, A/D- und D/A-Wandler (untere Leiterplatte, grösstenteils verdeckt) und der PLL für das 11MHz-Signal (senkrecht an der oberen Gehäusewand):
Wenn der Deckel auf dem Gehäuse ist, sind sämtliche Störungen im Empfangspfad weg, lediglich die Spiegelfrequenz wird 'nur' mit 60dB gedämpft. Das kann aber problemlos mit einem 2. Keramikfilter nach dem 1. Mischer (der die Empfangsfrequenz auf 10.7MHz umsetzt) beseitigt werden.
es geht weiter. Zuerst habe ich dem guten Stück eine ordentliche USB-Buchse spendiert, die von vorne zugänglich ist und so Firmware-Updates oder auch Datenaustausch via UART erlaubt, ohne die Prozessorplatine ausbauen zu müssen. Zu diesem Zweck musste ich die Frontplatte abmontieren, was einen Blick auf einen Teil des Ausgangsfilters (oben), den geöffneten ZF-Teil (Mitte) sowie einen der beiden Netztrafos (mit Eigenbau-Heizwicklung) erlaubt. Auf der linken Seite sieht man unten noch die NF-Leiterplatte und darüber das HF-Gehäuse, in dem sich der DDS-Oszillator befindet.
Bei der Gelegenheit konnte ich auch die Bauteile auf der Front passend verdrahten, das geht bedeutend bequemer als im eingebauten Zustand.
Weiter habe ich noch den NF-Teil (Lautsprecher- und Mikrofonverstärker) sowie den ersten Mischer gebaut. Der NF-Teil ist nicht besonders aufregend, die eigentliche NF-Verarbeitung für den Sender (Bandbreitenbegrenzung, Dynamikkompression) erfolgt in der Software. Die Hardware muss nur für den nötigen Pegel am A/D-Wandler sorgen sowie Aliasing verhindern, was dank 50kHz Samplingfrequenz keine Kunst ist. Der Lautsprecher-Verstärker muss auch nicht Hifi-tauglich sein, daher kommt hier ein LM386 zum Zug.
Der erste Mischer setzt im Empfangsfall das HF-Signal auf 10.7MHz um und im Sendefall das 10.7MHz-ZF-Signal auf die Sendefrequenz. Der Schaltplan ist als PDF angehängt. Der SBL1 ist ein Diodenmischer und somit rein passiv. Die obere Grenzfrequenz ist mit 500MHz reichlich bemessen, die untere beträgt 1MHz für den 'LO'- und 'RF'-Eingang, während der 'IF'-Eingang bis 0Hz reicht. Welches Signal auf welchen Eingang gelegt wird, ist bei einem Diodenmischer im Prinzip egal (bis auf die Frequenzbeschränkung), hier wird der 'LO'-Anschluss für die 10.7MHz-ZF benutzt, weil der gegenüber den anderen beiden die höchste Isolation hat, was im Sendebetrieb von Vorteil ist, damit das 10.7MHz-Signal möglichst gut gedämpft und damit nicht abgestrahlt wird. Gemessen habe ich eine Dämpfung von ca. 40dB. Das ist auch im Empfangsfall ein Vorteil gegenüber den üblichen einfachen Mischern: es gibt so gut wie keine ZF-Durchschläge, da die ZF nicht verstärkt, sondern kräftig abgeschwächt wird. So gab es bei einem Test ganz ordentlichen Empfang, wenn man die Antenne ohne jegliche Filterung direkt am Mischer angeschlossen hat. Im Sendefall wird einfach das 10.7MHz-Sendesignal über Re1b auf den Mischer geschaltet und das Ausgangssignal über Re1a zum Sendeteil weitergereicht. Als Oszillator dient der DDS-Chip AD9821 mit passendem Filter und 'Nachbrenner' für den nötigen HF-Pegel. Im Empfangsfall kommt das vorgefilterte und allenfalls vorverstärkte Antennensignal via Re1a zum Mischer und das 10.7MHz-ZF-Signal wird über Re1b auf das Keramikfilter FL1 geführt. Dieses hat eine Bandbreite von ca. 150kHz und verhindert so Spiegelfrequenzempfang beim 2. Mischer, zudem wird die Gross-Signal-Festigkeit für Ausserbandsignale erhöht. OpAmp IC1 kompensiert mit seiner Verstärkung von 11 (ca. 22dB) die Verluste des Filters und des 2. Mischers. Der AD8021 ist dafür hervorragend geeignet, er ist sehr grossignalfest, verzerrungsarm und hat eine nutzbare Bandbreite >20MHz sowie einen weiten Versorgungsspannungsbereich und kann niederohmige Lasten treiben. Mit dem SO8-Gehäuse ist er auch noch einigermassen bastlerfreundlich. Für Nachbauer noch ein Hinweis: Für kleinere Verstärkungen braucht es einen Kompensationskondensator, sonst schwingt es, dazu unbedingt das Datenblatt studieren. Für die Geschwindigkeit ist er aber sehr anwenderfreundlich.
Hier noch die Bilder der Leiterplatte, wie üblich in Mischbestückung und mit Massefläche:
Das Keramikfilter (unten etwas rechts der Mitte) war eine Herausforderung zum Löten, da die Kontaktflächen unter dem Filter sind und man daher eigentlich Reflow-Löten müsste, was ich aber nicht kann. Durch kräftiges Heizen der verzinnten Leiterbahnen ging es aber ganz gut.
Der Empfangspfad hat eine nutzbare Dynamik von ca. 80dB (SSB) oder 70dB (AM), der Rauschteppich liegt ca. 95dB unterhalb der Übersteuerungsgrenze des A/D-Wandlers. Der 1. Mischer hat noch zusätzlich 25dB Dynamikreserve, die bei Signalen zum Tragen kommt, welche zwar ausserhalb der Bandbreite des Keramikfilters, aber noch innerhalb der Bandbreite des HF-Vorfilters liegen, z.B. Rundfunksender in unmittelbarer Nähe von Amateurfunkbändern.
Nun braucht es etwas Software sowie die Ansteuerung für die Schrittmotoren der Drehkondensatoren, dann kommt der HF-Teil an die Reihe.
die Ansteuerung und Software für den Schrittmotor des Sende-Drehkos funktioniert und so konnte ich mich dem Sendeteil widmen. Vorerst bringe ich ihn auf dem obersten Band (10..30MHz) zum Laufen, da sind die Herausforderungen am grössten. Wenn dann alles funktioniert, können die restlichen Bereiche gleich aufgebaut werden.
Als Vorstufe dient eine EF184, die eingangs- und ausgangsseitig auf die Sendefrequenz abgestimmt ist, eingangsseitig findet auch eine Impedanzanpassung von den ca. 50 des Mischers an das hochohmige Gitter statt. Dank der grossen Steilheit ist die Verstärkung mehr als ausreichend, allerdings braucht es etwas Aufwand, diese Verstärkung zu beherrschen. Es zeigte sich, dass für die Masseverbindungen der Schwingkreisspulen zum Drehko für jeden der drei Kreise eine separate Masseleitung zum Drehko erforderlich ist, sonst schwingt es.
Auf die EF184 folgt als Treiber eine 5763, die liegt in der Leistungsklasse einer EL84, ist aber HF-mässig besser aufgebaut und daher bis in den VHF-Bereich nutzbar. Im Anodenkreis hat es ebenfalls einen Schwingkreis, um Nebenwellen zu unterdrücken und die nicht unerhebliche kapazitive Belastung der Endröhren zu kompensieren. Diese Stufe liefert eine Steuerspannung von über 100Vss für die Gitter der Endstufen, so dass diese bis zum Gitterstrom-Einsatz ausgesteuert werden können. Die Treiberröhre arbeitet in AB-Einstellung mit einem Ruhestrom von etwa 20mA, bei Vollaussteuerung steigt er auf etwa 40mA, je nach Last im Anodenkreis.
Die Endstufe mit den beiden parallelgeschalteten 6JB6A (SW-Zeilenendstufenröhren) hat momentan noch Schwingneigungen, hier muss die Masseführung ebenfalls verbessert werden. Die Ansteuerung reicht schon mal locker für viel Anodenstrom, und bei einem stabilen Arbeitspunkt konnte ich schon mal die Linearität prüfen, die sieht auf den ersten Blick sehr gut aus, auch die Nebenwellen sind mehr als 60dB abgeschwächt, insbesondere die kritischen 10.7MHz, welche sehr nahe an der Nutzfrequenz 10.15MHz im 30m-Band liegen. Somit gilt es als Nächstes, die Endstufe zu zähmen, damit sie unabhängig von der Antennenimpedanz und Abstimmung stabil arbeitet. Hier haben Röhren gegenüber HF-Leistungstransistoren eindeutig einen Vorteil: sie überleben wilde Schwingungen problemlos, solange man das nicht als Dauerzustand betreibt, während vor allem Bipolartransistoren bei Überspannung mehr oder weniger sofort in den Silizium-Himmel abfliegen.
so langsam bekomme ich die Endstufe unter Kontrolle... Die Neutralisation klappt jetzt, und bei 14MHz konnte ich bei stabilem Betrieb ein paar Messungen machen. Die Linearität sieht gut aus, der Klirrfaktor bei AM beträgt weniger als 1% bei voller Modulation und einer Spitzenleistung von immerhin gut 80W, das ist nicht übel. Die Anpassung zwischen Treiber und Endstufe hat noch etwas Verbesserungspotential, und mit einem Dämpfungswiderstand kann der Güteanstieg bei höheren Frequenzen noch korrigiert werden, dann sollte es auch bei 30MHz noch stabil sein.
Zwischendurch ging auch mal eine Sicherung drauf, da die Isolationsfestigkeit von normalem Schaltdraht bei 600V und überlagerter Hochfrequenz nicht gewährleistet ist, und der Isolierschlauch ging vergessen Dank der Sicherung hielt sich der Schaden in Grenzen. Weiter wurde ein Ringkern heiss, weil die Magnetisierungsverluste doch etwas grösser waren als angenommen... ein Sender hat halt ein paar Stolpersteine mehr als ein Empfänger.
ich habe jetzt mal Versuche mit Gegentaktschaltung der Endstufe gemacht. Die Ergebnisse sind vielversprechend, es gibt aber noch Probleme mit dem Ausgangstrafo und der Anpassung. Bei 2MHz hat es schon mal funktioniert, und wie erwartet sinkt der Pegel der Oberwellen massiv ab und auch die Schwingneigung ist weg, obwohl die Verstärkung nicht ändert. Nun sind weitere Versuche am Ausgangstrafo angesagt, damit das Ganze auch bei höheren Frequenzen funktioniert. Der gitterseitige Symmetrietrafo funktioniert schon mal über den gesamten Bereich und die Gitterspannungen sind korrekt.
Die Ausgangsseite ist messtechnisch eine gewisse Herausforderung, da ich keine (bezahlbaren) Sonden gefunden habe, mit denen an den Anoden gemessen werden kann. Mit der (sündhaft teuren) 100:1-Sonde kann man immerhin an der Dummy-Load messen, wobei bei 100W (70Veff) bei 30MHz die Sonde bereits spürbar warm wird, aber noch klar innerhalb der Spezifikation liegt.
Weiter habe ich noch Widerstände bestellt, um eine ventilatorgekühlte Dummy-Load zu bauen, damit auch längerdauernde Sendertests möglich sind. Solche sind notwendig, um die Kernverluste der Übertrager zu prüfen, diese haben eine recht grosse thermische Trägheit und erfordern daher Dauersendungen von 10..20 Minuten, was die ölgekühlte Last zwar einmalig schafft, aber dann ist eine Stunde Sendepause angesagt...
Ich könnte Dir für Deine Tests eine TEK 1000:1 P6015A Probe leihen. Hat das lange Kabel , sollte also noch gut für 25 MHz sein (TEK Spec), könnte aber auch die 10ft Version organisieren, die geht dann bis 75MHz .
@Martin: danke für das Angebot. Mit den Widerständen sollte es klappen, sonst komme ich gerne darauf zurück. Das Problem dürfte der Transport sein, ich weiss nicht, in welcher Gegend du bist, und Ware über die Schweizer Grenze zu schicken gibt je nach dem Probleme.
@Henrik: Die Frage ist, ob die Sonde bei 30MHz noch 1000V aushält, bei höheren Frequenzen sinkt nämlich die Spannungsfestigkeit rapid ab. Der Frequenzgang ist bei KW noch kein Problem. Meine erlaubt z.B. gerade noch 200V (RMS) bei 30MHz.
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des Mischers an das hochohmige Gitter statt. Dank der grossen Steilheit ist die Verstärkung mehr als ausreichend, allerdings braucht es etwas Aufwand, diese Verstärkung zu beherrschen. Es zeigte sich, dass für die Masseverbindungen der Schwingkreisspulen zum Drehko für jeden der drei Kreise eine separate Masseleitung zum Drehko erforderlich ist, sonst schwingt es. 
Dank der Sicherung hielt sich der Schaden in Grenzen. Weiter wurde ein Ringkern heiss, weil die Magnetisierungsverluste doch etwas grösser waren als angenommen... ein Sender hat halt ein paar Stolpersteine mehr als ein Empfänger.
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