danke, gut zu wissen . Daß N30 und desgleichen für stabile Schwingkreise ungeeignet ist, mußte ich bei der Entwicklung meines DCF-Antennenfilterverstärkers erfahren. Aber man lernt nie aus und je bessere Meßmittel man hat, umsomehr Unzulänglichkeiten deckt man auf.
Viele Grüße Bernd
Zwei Dinge sind unendlich, das Universum und die menschliche Dummheit, aber bei dem Universum bin ich mir noch nicht ganz sicher. (Albert Einstein)
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der AM-Oszillator ist jetzt fertig und läuft. Es war ziemlich eng geworden:
Es gibt die Bereiche LW, MW, KW 1 (120-49m) und KW2 (41-19m). Durch die zwei KW-Bereiche hat man auch das recht informative 75m-Band und vor allem im oberen Frequenzbereich eine Spreizung, so dass weniger Fingerspitzengefühl bei der Abstimmung nötig ist.
Die DK96 habe ich etwas anders als üblich beschaltet, der Oszillator arbeitet hier als Kathodenfolger. Der Grund dafür ist, dass die DK96 keine "echte" Oktode ist, sondern eine Heptode, es fehlt also ein Gitter, bei der DK96 ist es das Schirmgitter zwischen Oszillator-Anode und HF-Steuergitter. Das bedeutet, dass bei der üblichen Oszillatorschaltung die Oszillatoranode HF führt, welche kapazitiv auf das HF-Steuergitter gekoppelt wird. Das führt einerseits zu erhöhter Oszillator-Abstrahlung, was aber mit der HF-Vorstufe kein Thema ist, aber auch zu einer Beeinflussung des Oszillators durch den HF-Eingang, was insbesondere bei KW Probleme gibt. Mit der Kathodenfolger-Schaltung liegt die Oszillator-Anode HF-mässig auf Erde und wirkt so als Ersatz-Schirmgitter. Auf die Idee gebracht hatte mich das Delco-Autoradio, dort wurde es auch so gemacht. Da die DK96 direkt geheizt ist, ist ein Kathodenfolger normalerweise ein Problem. Hier aber nicht, da die Rückkopplungswicklung, die von der Kathode nach Masse führt, einfach mit zwei Drähten bifilar gewickelt wird, wobei einer auf Masse und der andere auf 1.4V führt, und an der Röhre werden die beiden Drähte mit den beiden Heizanschlüssen verbunden. So gibt es keinerlei Mehraufwand und der Oszillator schwingt schön stabil mit fast frequenzunabhängiger Amplitude.
Heute habe ich noch ein paar Versuche mit dem Zwischenkreis gemacht. Die Herausforderung sind abgleichbare Spulen mit ausreichender Güte, da gibt es noch etwas zu tun, und auch der korrekte Gleichlauf hat es in sich. Bei korrekter Resonanz verstärkt die HF-Stufe auch auf KW noch etwa 20dB, was die Empfindlichkeit ordentlich erhöht.
zur Abwechslung einmal ein Schaltplan, und zwar von der Relais-Ansteuerung. Da Mehrebenen-Drehschalter kaum mehr erhältlich sind und meine Bastelkiste auch nichts hergab, habe ich mich entschlossen, die Bandumschaltung wie bei meinem Transistor-Super mit bistabilen Relais zu machen. Diese brauchen nur zum Schalten Strom, was eine ordentliche Einsparung ergibt. 'Normale' Signalrelais hätten mehr Strom verbraucht als die Heizung, was hier ein No-Go ist. Die Relais haben gegenüber Schaltern den Vorteil, dass man sie dort platzieren kann, wo sie elektrisch hingehören, und sie sind sehr klein.
Damit man wie üblich mit einem Drehschalter die Wellenbereiche umschalten kann, braucht es etwas Elektronik. Ich habe hier Relais mit zwei Wicklungen verwendet, die sind einfacher anzusteuern. Mit der einen Wicklung wird das Relais in die eine Stellung geschaltet ('Reset') und mit der anderen in die andere Stellung ('Set'). Hier ist es so, dass alle für einen Wellenbereich 'aktiven' Relais in der 'Set'-Stellung sind, während alle anderen in der 'Reset'-Stellung sind. Somit werden beim Umschalten zuerst alle Relais in die 'Reset'-Stellung geschaltet und danach die zum Wellenbereich gehörenden in die 'Set'-Stellung. Da die Signalrelais zum Umschalten nur wenige Millisekunden benötigen, passiert das Umschalten praktisch verzögerungsfrei.
Nun zur Schaltung, sie ist als PDF angehängt. S1 ist ein normaler Drehschalter mit 2*6 Kontakten, wobei hier nur 5 Stellungen gebraucht werden. Wichtig ist, dass beim Umschalten der 'alte' Kontakt geöffnet wird, bevor der 'neue' geschlossen wird (break before make). Die 'Reset'-Wicklungen aller Relais sind mit dem 'Reset'-Anschluss verbunden, das andere Spulenende geht auf Masse. Die zu einem Wellenbereich gehörenden 'Set'-Wicklungen sind am entsprechenden Kontakt von S1A angeschlossen, auch hier geht das andere Spulenende auf Masse. Im Ruhezustand sind alle Transistoren gesperrt und demnach sowohl die 'Set'- als auch die 'Reset'-Wicklungen stromlos. Dreht man S1, wird T1 leitend, sobald S1B in der Zwischenstellung unterbricht und so Basisstrom über R2 fliessen kann. Damit bekommt T2 über R3 Basisstrom und wird voll durchgesteuert, so dass der Reset-Ausgang mit der Betriebsspannung verbunden wird und die Relais in die 'Reset'-Stellung geschaltet werden. Über R5, D2 und D1 wird zudem C1 schnell entladen und T3 sicher gesperrt. R5 begrenzt dabei den Entladestrom auf ein für die Dioden erträgliches Mass. Sobald beim Erreichen der nächsten Schalterstellung S1B wieder Kontakt hat, wird die Basis von T1 auf Masse geschaltet und somit sperrt T1 und als Folge davon T2. Da damit der Kollektor von T2 über die Relaiswicklungen auf Masse gezogen wird, sperrt die Diode D2 und T3 bekommt damit Basisstrom über R21 und den entladenen Kondensator C1. Somit leitet T3 und liefert Strom für die 'Set'-Spulen der mit S1A gewählten Relais. Durch den Basisstrom wird C1 innerhalb etwa 20ms aufgeladen, so dass der Basisstrom und damit auch der Spulenstrom durch die Set-Spulen aufhört zu fliessen.
Die Betriebsspannung spielt keine grosse Rolle, statt 10V kann es auch mehr oder weniger sein. Bei wesentlich tieferen Spannungen sollte man die Basiswiderstände R3 und R21 verkleinern.
Einen kleinen Schönheitsfehler hat die Schaltung noch: verstellt man im spannungslosen Zustand den Drehschalter, haben nach dem Einschalten die Relais eine falsche Stellung. In diesem Fall muss man den Drehschalter verstellen, damit wieder ein korrekter Zustand hergestellt wird.
manchmal tauchen Probleme auf, die man nicht erwartet hätte. Der AM-Zwischenkreis ist so ein Ding. Eigentlich ein simpler Schwingkreis im Anodenkreis der HF-Vorstufe, wegen der 4 Wellenbereiche in vierfacher Ausführung. Das Problem dabei: Die Schaltungskapazität ist zu gross, so dass mit dem Drehko nicht der ganze MW- und KW1-Bereich überstrichen werden kann, geschweige ein brauchbarer Gleichlauf erreicht wurde. Ein Blick in die Datenblätter der DF96 und DK96 zeigte, dass es kritisch werden kann, denn die Ausgangskapazität der DF96 und die dazu parallel liegende Eingangskapazität der DK96 ergibt schon etwa 20pF, dazu kommt noch die Kapazität der Relais und der Verdrahtung, was auch bei Optimierung zu viel war. Nach diversen Versuchen fand ich dann eine Lösung:
Für LW braucht es keinen Zwischenkreis, da erreicht man auch aperiodisch eine Verstärkung von 20dB, und mehr ist nicht notwendig. KW2 ist derart gespreizt, dass die Kapazität nicht stört, da braucht es nur eine kleine Korrektur im Oszillator für den Gleichlauf. Für KW1 und MW wird die Anode der DF96 und das Gitter der DK96 an eine Anzapfung der Schwingkreisspule angeschlossen, so dass die Kapazität nur entsprechend dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses einfliesst. Bedingung ist eine hohe Schwingkreisgüte, da die DF96 nur einen Teil des Resonanzwiderstands sieht, entsprechend dem Übersetzungsverhältnis. Für MW habe ich jetzt die definitive Spule, wegen der Güte ein RM6-Topfkern, so muss man auch nicht so viel wickeln. Für KW1 hat es im Prinzip funktioniert, aber die Windungszahlen stimmen noch nicht, da muss ich nochmals dahinter. Mit diesen Massnahmen erreicht man überall eine Verstärkung von 20..30dB, so dass das recht hohe Rauschen der DK96 keine Rolle mehr spielt. Wenn das dann im Trockenen ist, kommt noch der Eingangskreis. Hier ist es einfacher, denn die Eingangskapazität der DF96 ist mit 3pF sehr klein.
Hier noch ein Bild des Moduls mit den Schwingkreisen vor dem Umbau. Die modulare Bauweise hat sich bewährt, denn im eingebauten Zustand kommt man nur sehr schlecht an die Bauteile ran.
Am Schluss gab es noch einen Empfangstest auf MW, als Antenne diente die KW-Aussenantenne. Das gab einerseits KW-Durchschläge, da einerseits die direkte Einspeisung am Gitter der DF96 ohne Filterung nicht gerade förderlich ist für das Gross-Signalverhalten, und der Zwischenkreis hat nur eine beschränkte Weitabselektion. Aber es ging trotzdem recht gut, je nach Frequenz. Die DM71 zeigte ordentliche Pegel, und die Regelung arbeitete fleissig, was man am Stromverbrauch sehen konnte. Bei 10V brauchte das Radio ohne Signal 140mA, mit Empfang waren es je nach Sender 120..130mA, dabei war die Gegentaktendstufe mit den 'halben' DL96 in Betrieb. Im Eintaktbetrieb sinkt der Strom auf Werte um 100mA, während bei Gegentaktbetrieb mit voller Leistung die Stromaufnahme je nach Lautstärke 160..240mA beträgt.
der HF-Teil für AM ist jetzt im Trockenen, neben dem Zwischenkreis ist jetzt auch der Eingangskreis funktionsfähig. Die Empfindlichkeit ist sehr gut mit ca. 2..3uV für einen sichtbaren Ausschlag der DM71. Beim Demodulator versuche ich mal, mit einer positiven Korrekturspannung den Gitteranlaufstrom zu kompensieren, wie es in der Valvo-Schrift steht. Momentan gibt es durch den Gitter-Anlaufstrom eine negative Vorspannung von etwa 0.5V an der Demodulator-Diode, was bedeutet, dass es minestens 1V HF braucht, damit die Diode einigermassen sauber demodulieren kann. Mit einem positiven Kompensationsstrom kann das verbessert werden, dadurch wird auch die Anzeigeempfindlichkeit der DM71 bei kleinen Signalen verbessert.
Hier das Bild von der Chassis-Unterseite:
Links im Blechgehäuse ist der UKW-Tuner, rechts anschliessend sind oben die AM-Oszillatorschwingkreise, in der Mitte im Abschirmblech die AM-Zwischenkreise und unten die AM-Eingangskreise. Oben im rechten Teil unter der Messing-Abschirmung ist das zweitletzte ZF-Filter und ganz rechts in der Mitte die NF-Vorstufe und darunter die NF-Endstufe. Die Unterseite ist mittlerweile recht gedrängt, das Chassis hat die Abmessungen 20*17cm, die totale Höhe etwa 12cm, also recht klein, insbesondere wenn man bedenkt, dass es ein 11-Röhren-Spitzengerät ist.
Hier noch die Oberseite, die sieht wesentlich aufgeräumter aus:
Links ist oben das letzte ZF-Filter mit dem FM-Demodulator, darunter die NF-Vorstufe und der Phasendreher, darunter die beiden Endröhren und unter der Lötösenleiste der Ausgangstrafo. Der Drehschalter ist für die Wellenbereichswahl. Oben rechts vom ZF-Filter ist versteckt die letzte ZF-Stufe (DF96) und rechts anschliessend der Gleichspannungswandler im Eisenblechgehäuse. Daran anschliessend die zweitletzte ZF-Stufe und das drittletzte ZF-Filter im Alugehäuse. Darunter die DK96 und das offene 2. FM-ZF-Filter, darunter die erste FM-ZF-Stufe, die bei AM als HF-Vorstufe wirkt. Ganz rechts sind noch die beiden DC96 vom FM-Tuner. Unten in der Mitte ist noch die DM71, die mit Isolierband gesichert ist, damit sie nicht aus der Fassung fallen kann (nicht schön, aber es funktioniert).
Nun fehlt noch die Klangregelung, und die ZF-Bandfilter haben noch Verbesserungspotential, insbesondere auf AM sind sie noch zu breit und haben zu viele Verluste. Auf FM bleibt noch das Problem der zu geringen NF-Spannung. Hier gibt es folgende Optionen: - Transistor-Vorstufe (nicht schön, aber mit Ge-Transistoren wäre es seinerzeit machbar gewesen und somit erlaubt) - NF-Trafo (müsste man etwas Passendes finden) - Reflex-Schaltung, z.B. AM-HF-Vorstufe (ist bei FM erste ZF-Stufe) als NF-Vorstufe nutzen - Ratiodetektor optimieren
Somit gibt es also noch etwas zu tun, der Winter ist ja noch lang. Ein Gehäuse wird natürlich auch einmal nötig, aber das hat noch Zeit. Daneben stellt sich auch noch die Frage nach der idealen internen AM-Antenne.
HB9:... - Reflex-Schaltung, z.B. AM-HF-Vorstufe (ist bei FM erste ZF-Stufe) als NF-Vorstufe ...
Kann man so machen (wollen), üblicher war es aber eine hintere/die letzte ZF-Stufe in Reflex-Schaltung für die NF-Vorverstärkung mitzuverwenden. Bei einem mehrstufigen ZF-Verstärker ist ZF-Rückkopplungsgefahr größer, wenn man eine vordere/die erste ZF-Stufe dafür verwendet.
das ist richtig, nur bei FM gibt es das Problem, dass bei ordentlichem Empfang die letzte und bei sehr gutem Empfang auch die zweitletzte ZF-Stufe in die Begrenzung geht, und dann ist nichts mit NF-Verstärkung. Andererseits ist bei FM die Rückkopplungsgefahr geringer, da die ZF viel höher liegt als bei AM und so im NF-Signal die HF-Reste besser weggefiltert werden können. Aber man muss schon aufpassen, das ist klar. Wenn möglich, löse ich das Problem an der Quelle, also im Ratio-Detektor.
Vielleicht hilft es auch statt eines Ratio-Detektors einen Foster-Seeley Diskriminator zur FM-Demodulation zu verwenden, der eine höhere NF-Spannung liefert. Da der Diskriminator keine AM-Unterdrückung hat, gibt es eine interessante Schaltungsabwandlung, die dies ergänzt. Ist im R&D Report 1959/24 der BBC gut beschrieben
das habe ich auch schon überlegt. Mit dem Arbiträrgenerator lässt sich der Demodulator gut ausmessen und so können verschiedene Varianten miteinander verglichen werden. Bei allen 'normalen' FM-Demodulatoren ist die Schwingkreisgüte des Referenzkreises für die NF-Ausbeute relevant, je höher die Güte, umso weniger folgt die Phase der Modulation, was dann eine grössere Phasenvariation bei der Addition und damit mehr Signal ergibt (bei gleicher ZF-Spannung natürlich). Eigentlich ist eine Ausbeute von etwa 1% (NF-Spannung 1% der ZF-Spannung) ziemlich bescheiden...
Die Methode der Begrenzung im BBC-Dokument ist noch interessant. Mein Biennophone 'Celerina' verwendet auch diesen Phasendiskriminator, aber für die Begrenzung haben sie eine weitere EF184 spendiert, es ist ja auch ein UKW-Spitzengerät, da ist die zusätzliche Röhre erlaubt.
der AM-Teil ist jetzt fertig, nachdem ich noch das erste ZF-Filter optimiert habe. An Stelle der Festinduktivitäten habe ich K1-Doppellochkerne verwendet, dadurch haben die Kreise eine wesentlich höhere Güte, was sich in einer besseren Filterkurve und etwa 3dB mehr Verstärkung bemerkbar macht:
Orange ist die ursprüngliche Filterkurve, gelb nach dem Spulentausch, die Einheiten sind 10dB/Div und 10kHz/Div. Das Filter ist wensetlich steiler und schmaler geworden, so wie es sein soll.
Hier noch die komplette Übertragungskurve vom AM-ZF-Verstärker, sie kann sich sehen lassen. Allenfalls etwas schmal für 'HiFi-AM', aber auf China International kann ich gut verzichten.
Die totale Verstärkung auf AM ist so hoch, dass das Eigenrauschen auch bei kurzgeschlossenem Antenneneingang mit ordentlichem Pegel hörbar ist und es somit keinen Schwelleneffekt gibt. Ab etwa 1uV (an 50 Ohm) ist ein Signal verständlich, ab 10uV brauchbare Musikqualität, genaue Werte folgen noch. Die Übersteuerungsgrenze liegt bei etwa 30mV.
Die Schaltung vom HF- und ZF-Teil ist in dem PDF im Anhang. Der HF-Teil ist eine gewöhnliche, abgestimmte Geradeaus-Verstärkerstufe, wie man sie auch in Zweikreis-Geradeausempfänger findet. Die Eingangskreise sind mit den Spulen L25B (LW), L26B (MW), L27B (KW1) und L28B (KW2) und dem Drehko C53A aufgebaut. In den beiden KW-Bereichen hat es noch einen Seriekondensator zur Verbesserung des Gleichlaufs, da diese gespreizt sind. Das Antennensignal wird über die Koppelwicklungen (L25--L28A) eingespeist, ich habe sie für 50 Ohm dimensioniert, das bedeutet ein Spannungs-Übersetzungsverhältnis von etwa 1:30, je nach Spulengüte. Die Relaiskontakte sind alle in der 'Reset'-Stellung gezeichnet, für die Wahl eines Wellenbereichs müssen die zum Wellenbereich gehörenden Relais umgeschaltet werden. Die ungenutzten Schwingkreisspulen sind kurzgeschlossen, damit es keine parasitären Schwingkreise geben kann. Als Vorstufe dient eine DF96, die für FM als erste ZF-Stufe dient, dazu gibt es am Gitter das Relais S16A. Über R20 wird bei AM die Regelspannung vom AM-Demodulator zugeführt, bei FM ist der Widerstand mit Masse verbunden. Anodenseitig arbeitet die Röhre bei LW aperiodisch mit R21, was eine Verstärkung von etwa 8 gibt. Für MW und KW1 wird auf eine Anzapfung der Schwingkreisspule eingekoppelt, damit die Kapazität der DF96 und die Gitterkapazität der DK96 den Schwingkreis nicht zu stark verstimmen, weil sonst der Abstimmbereich nicht ausreicht. KW2 ist so stark gespreizt, dass es dort nicht nötig ist, C72 sorgt dort für eine Verbesserung des Gleichlaufs am unteren Ende. Für FM wird mit S15A7S15B anstelle der Schwingkreise ein 10.7MHz-Bandfilter zugeschaltet. Die DK96 wird nicht geregelt, weil das die Frequenzstabilität auf KW verschlechtern würde.
Der ZF-Teil samt AM-Mischer ist auf dem anderen PDF. Der Oszillator der DK96 ist hier als Kathodenfolger geschaltet, was den Vorteil hat, dass die Oszillatoranode (g2) HF-mässig auf Masse liegt und somit der Oszillator besser vom HF-Pfad entkoppelt ist, was die Stabilität auf KW erhöht. Da die Röhre direkt geheizt ist, sind die Rückkopplungswicklungen (L14C..L17C) bifilar gewickelt, in der einen Wicklung wird die Heizspannung zugeführt, in der anderen die Masse für Gleichstrom. Für HF liegen die beiden Wicklungen parallel und können so als eine einzige betrachtet werden. Hit den Relais S6A, S7A und S8A werden die Rückkopplungsspulen unterhalb des gewünschten Bereichs unwirksam gemacht, die für höhere Bereich aber nicht, diese stören auch nicht, da sie durch die fest gekoppelten und kurzgeschlossenen Schwingkreisspulen unwirksam sind. Im Gitterkreis liegt der Oszillator-Schwingkreis aus L14A..L17A und C53C. In Serie zum Drehkondensator liegen noch die Spreizkondensatoren C48..C51, welche den Frequenzbereich vom Oszillator so einengen, dass ein möglichst guter Gleichlauf (konstante Frequenzdifferenz) mit den Eingangskreisen entsteht. R14 liefert die Gittervorspannung, die hier 1.4V sein soll, und C34 sorgt für einen HF-Kurzschluss, gleichzeitig lädt er sich durch den Gitterstrom bei den positiven Halbwellen auf und sorgt so für eine konstante Oszillatorspannung von etwa 4V am Gitter. Für FM wird die DK96 als Geradeausverstärker genutzt, dazu wird das Oszillatorgitter mit Masse verbunden.
Im Anodenkreis befindet sich das erste AM-Bandfilter in Serie mit dem 3. ZF-Bandfilter, das bei AM-Empfang kurzgeschlossen wird, da sonst bei KW-Empfang ein HF- oder Oszillatorsignal in der Gegend von 10.7MHz den ZF-Verstärker zustopfen kann.
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