der Gleichspannungswandler funktioniert jetzt und hat ein Gehäuse bekommen, im Bild ist der Deckel noch nicht drauf:
Die Schaltung habe ich als PDF angehängt. Der Wandler ist ein Gegentakt-Flusswandler, das heisst, im Trafo fliesst kein Gleichstrom, es werden abwechselnd positive und negative Halbwellen auf der Primärseite eingespeist und auf der Sekundärseite mit Vollweggleichrichtung wieder in Gleichspannung verwandelt, eigentlich genau gleich wie bei einem normalen Netztrafo. Im Gegensatz zu den viel verbreiteten Sperrwandlern fliesst die Energie direkt von der Primär- zur Sekundärseite (daher der Name) und wird nicht im Trafo zwischengelagert. Dadurch wird der Trafo viel kleiner, und weil sowohl auf der Primär- als auch auf der Sekundärseite die Ströme nicht springen, gibt es viel weniger EMV-Probleme als mit Sperrwandlern. Der Nachteil ist ein begrenzter Regelbereich, die Eingangsspannung muss einen durch das Übersetzungsverhältnis definierten Mindestwert haben, was hier aber kein Problem ist. Das ist aber auch ein Vorteil, bei Versagen der Regelung kann die Ausgangsspannung nicht beliebig hoch ansteigen.
Nun die Schaltung im Detail: Schmitt-Trigger N1 dient als Impulsgenerator, dabei wird die Dauer des 'Low'-Pegels am Ausgang durch R1 und C1 definiert, während die Dauer des 'High'-Pegels durch den von der steuerbaren Stromquelle von T3 bestimmt wird. Weiter kann über D3 auch der OpAmp A2 die Dauer des 'High'-Pegels verkürzen, falls er Überstrom detektiert, dazu später mehr. Dieses Pulssignal schaltet das Flipflop IC2 um, welches bestimmt, welcher der beiden FETs eingeschaltet werden soll. Mit den Gattern N6 und N7 werden die beiden invertierten Gatesignale erzeugt und anschliessend mit den Invertern N2..N5 invertiert, so dass sie korrekte Pegel haben. Für die primärseitigen FETs T1A und T1B sind die Gatter N3 und N4 zuständig. Durch das Flipflop und die Verknüpfung mit den Pulssignal schaltet abwechslungsweise T1A und T1B ein, wobei während der 'Low'-Zeit des Pulssignals von N1 beide FETs ausgeschaltet sind. Durch die symmetrische Primärwickung wird somit die Speisespannung von etwa 10V (8 NiMH-Zellen) mit beiden Polaritäten an den Trafo gelegt, genau gleich wie bei einer Röhren-Gegentaktendstufe. Über R10 fällt eine zum momentanen Primärstrom proportionale Spannung ab. Überschreitet diese den durch R13/R14 definierten Wert, steigt die Ausgangsspannung von A2 und verkürzt über D3 die Einschaltzeit. Dadurch wird ein zerstörerischer Überstrom vermieden, wie er z.B. durch Trafosättigung beim Einschalten oder auch durch einen Kurzschluss am Ausgang entstehen kann. Damit das Eingreifen sanft erfolgt, wird der Opamp mit C13 gebremst, so bewirken kurze Störpulse nichts.
Auf der Sekundärseite werden die beiden Anodenspannungen von 65V und 95V ganz normal gleichgerichtet und geglättet, wegen der hohen Frequenz braucht es schnelle Dioden und es reichen kleine Kapazitäten. Damit durch den Effekt der parasitären Resonanzen ohne Last die Ausgangsspannungen nicht gefährlich hoch werden, gibt es mit R21 und R22 noch eine kleine Grundlast. Für die -12V, welche nur die negative Gittervorspannung der Endröhren liefern muss, reicht eine Halbweggleichrichtung, da kaum Strom fliesst.
Die Erzeugung der Heizspannung ist aufwendiger, einerseits, weil bei der geringen Spannung von 1.4V die Spannungsverluste durch Dioden alles andere als vernachlässigbar sind, andererseits wird hier auch ein Kommutierungsstrom erzeugt, damit die FETs im spannungslosen Zustand einschalten und so weniger Störungen produzieren. Um den Spannungsabfall am Gleichrichter zu minimieren, werden hier mit T2A und T2B FETs eingesetzt, da diese im eingeschalteten Zustand praktisch keinen Spannungsabfall haben, und zwar unabhängig von der Stromrichtung. Im ausgeschalteten Zustand verhalten sie sich wie Dioden, sie leiten also, wenn der Drain gegenüber der Source negativ ist, und es fällt etwa 1V ab. Der Trick ist nun der, dass der FET, dessen Diode sowieso leitet und somit für die Gleichrichtung verantwortlich ist, eingeschaltet wird, so dass es keinen Spannungsabfall gibt. Da die Ausgangsspannung in Phase mit der Eingangsspannung ist, können dieselben Steuersignale wie für die primärseitigen FETs verwendet werden. Dabei ist es sehr wichtig, die Anschlüsse der Primär- und Sekundärseite nicht zu vertauschen, sonst wird der FET eingeschaltet, der sperren soll, und man hat einen Kurzschluss.
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Die Spulen L2 und L3 in Serie zur Wicklung für die Heizspannung sorgen für den Kommutierungsstrom, die parallelgeschalteten Widerstände dämpfen die Resonanzschwingung aus der Induktivität und den parasitären Kapazitäten. Weiter wird so die Heizspannung regelbar. Wie bereits erwähnt, ist die Ausschaltzeit fix, während die Einschaltzeit der FETs variabel ist. Somit ist die Frequenz variabel, was hier ausgenützt wird. Die Drosseln liegen im Wechselstrompfad (bei 'normalen' Schaltungen liegen sie als Glättungsdrosseln im Gleichstrompfad) und haben somit einen frequenzabhängigen Widerstand, mit steigender Frequenz nimmt der Widerstand zu. Somit erhöht die Regelung die Frequenz durch Verkürzung der Einschaltzeit bei zu hoher Spannung. Nachteil dieser Regelmethode ist neben der variablen Frequenz der Zwang einer Mindestlast. Da der Heizstrom aber einen Mindestwert hat (solange keine Röhre defekt ist oder fehlt), ist das hier keine Einschränkung.
Am meisten Störungen entstehen bei Schaltwandlern beim Einschalten der FETs, wenn am FET eine Spannung anliegt. Da die FETs sehr schnell einschalten, um die Verluste niedrig zu halten, gibt es durch das Entladen der parasitären Kapazitäten und je nach Schaltung der Sperrverzögerung der Dioden einen Strom-Peak mit einer sehr steilen Flanke, also die ideale Störquelle. Das kann man verhindern, indem dafür gesorgt wird, dass der FET erst dann eingeschaltet wird, wenn die Spannung zwischen Drain und Source auf 0V gesunken ist. Beim Gegentaktwandler ohne Last passiert das automatisch. Nehmen wir an, dass T1A ausgeschaltet wird. Wegen der Hauptinduktivität des Trafos fliesst der Magnetisierungsstrom weiter. Da der Weg durch T1A aber unterbrochen ist, steigt die Spannung am Drain von T1A an. Wegen der Kopplung der Windungen im Trafo sinkt dadurch aber die Spannung am Drain von T1B ab, bis sie negativ wird und die Invers-Diode in T1B leitet. Dieser Zustand bleibt erhalten, bis die magnetische Energie im Trafo aufgebraucht ist. Während dieser Zeit kann man T1B einschalten, ohne dass es Störungen gibt, da die Spannung praktisch Null Volt ist und damit keine Stromspitzen entstehen. Dieses Verfahren nennt sich 'ZVS' (zero Voltage Switching) und hat bei hohen Leistungen noch den Vorteil, dass die Schaltverluste reduziert werden.
In der Praxis fliesst aber Strom auf der Sekundärseite, und dann funktioniert das ohne Zusatzmassnahmen nicht mehr, da die magnetische Enrgie zu einem grossen Teil auf der Sekundärseite abgeführt wird und so die Spannung über dem einzuschaltenden FET nicht mehr Null wird. Die Lösung sind die Drosseln L2 und L3. Diese sind so klein, dass sie nur während einem Bruchteil der Einschaltzeit den Heizstrom halten können, somit ist der Strom durch die Drossel, die beim Umschalten neu den Strom übernimmt, am Anfang Null, während in der anderen Strom fliesst. Nehmen wir an, dass T2A (und damit T1B) leitet und auf T1A und damit T2B umgeschaltet werden soll. In L3 fliesst somit mehr als der Heizstrom, während L2 stromlos ist. Schaltet nun T1B und damit T2A ab, passiert folgendes: Der Magnetisierungsstrom vom Trafo versucht wie oben die Spannung über T1A auf Null zu bringen und wirkt hier nur unterstützend. T2A ist zwar abgeschaltet, aber der Strom von L3 fliesst über die Inversdiode von T2A weiter, es passiert also nichts. Dieser Strom wird aber vom Trafo auf die Primärseite transformiert und fliesst dort in dieselbe Richtung wie der Magnetisierungsstrom des Trafos, somit zwingt er die Spannung über T1A auf Null. Weiter fliesst dieser Strom auch über die übrigen Sekundärwickungen in die Verbraucher, damit sich diese nicht aus der Energie im Trafo 'bedienen' und so die Kommutierung behindern würden. Das heisst natürlich, dass die Grösse von L2 und L3 das Verhältnis von Heizstrom zu Anodenstrom definiert, ist der Anodenstrom zu gross, reicht die Energie in den Drosseln für die Kommutierung nicht. Da der Kommutierungsstrom nicht beliebig lange fliesst, darf die Zeit, während der beide FETs ausgeschaltet sind, nicht zu lange sein. Zu kurz darf sie aber auch nicht sein, da die Spannung wegen der parasitären Kapazitäten nicht beliebig schnell ändert.
Nun noch die Regelung, geregelt wird nur die Heizspannung, die übrigen werden durch die Eingangsspannung definiert. OpAmp A1 ist der Regelverstärker, er ist als PI-Regler geschaltet. C2 bestimmt den I-Anteil und R16 den P-Anteil, über R17 wird die Heizspannung zugeführt. Am nichtinvertierenden Eingang liegt die Sollspannung, die mit R5 eingestellt wird, als Referenz dient die 6V-Speisespannung von IC1, die die gesamte Schaltung versorgt. Die Ausgangsspannung von A1 wird mit T3 in einen dazu proportionalen Strom gewandelt, der C1 auflädt und damit die Einschaltzeit bestimmt. Je schneller C1 geladen wird, umsso kürzer wird die Einschaltzeit. Eine hohe Spannung bedeutet dabei einen kleinen Strom. R2 sorgt dafür, dass auf bei maximaler Ausgangsspannung noch ein Ladestrom fliesst.
der Spannungswandler ist jetzt montiert und angeschlossen. Weiter habe ich den NF-Teil aufgebaut und erfolgreich in Betrieb genommen, es fehlt nur noch die Klangregelung. Jetzt kann das Radio auf UKW autonom arbeiten, auch wenn noch eine ZF-Stufe fehlt. Die Gegentakt-Endstufe macht eine gute Falle, der Klirrfaktor liegt recht lange unter 1%, und wie es sich für eine Gegentaktendstude gehört, ist die erste Oberwelle stark gedämpft, nur die 2. trägt zum Klirrfaktor bei. Die Leistung ist momentan noch zu gering (150mW statt den vom Datenblatt versprochenen 440mW), das liegt an den Röhren, die nicht mehr die allerbesten sind. Eine ist noch gut, die zieht in den Sinus-Spitzen die Anode locker auf etwa 10V herunter, während die anderen beiden, die ich noch habe, bei etwa 30V sättigen, also eine zu geringe Emission haben. Bei der nächsten Bestellung beschaffe ich mir daher noch eine gute DL96, die sind ja leicht erhältlich. Der Klang ist gut, auch der Bass lässt nichts zu wünschen übrig, obwohl die Hauptinduktivität des Trafos eher klein ist. Bei Frequenzen über etwa 6kHz nimmt der Klirrfaktor zu, und ab 9kHz sinkt die Ausgangsamplitude ab. Trotzdem tönt es nicht dumpf. Die NF-Verstärkung ist allerdings etwas knapp, auch bei starkem Signal wird die Endstufe nur andeutungsweise übersteuert. Etwas kann ich noch in der Vorstufe durch Umdimensionieren herausholen. Mit einem ordentlichen Lautsprecher macht es sich aber schon sehr deutlich bemerkbar.
Die Stromaufnahme bei 10V (nominale Batteriespannung) beträgt 120..180mA bei UKW, je nach gewählter Energiespar-Option (volle Leistung, Gegentaktbetrieb mit zwei 'halben' DL96, Eintakt-Betrieb mit 'halber' DL96, Abschalten der DM71). Das sind 1.2 .. 1.8W, was für ein Luxus-Röhrengerät gar nicht schlecht ist. Im Endausbau kommen noch etwa 100mW für die letzte ZF-Stufe hinzu. Dreht man die Lautstärke auf, steigt die Leistungsaufnahme noch um etwa 400mW, da die Endstufe im B-Betrieb arbeitet.
Hier ein Bild des Chassis, der Spannungswandler ist im Eigenbau-Gehäuse links oben rechts der letzten ZF-Röhre. Zwischen dem letzten ZF-Filter (ganz links) und dem Spannungswandler befinden sich noch ein paar Spulen und Kondensatoren, um die letzten Reste der Störungen vom Wandler zu beseitgen. Unten in der Mitte ist die DM71 mit der Eigenbau-Fassung.
Hier noch die DM71 ohne Empfangssignal:
Hier noch mit starkem Signal, wenn die ZF-Röhre voll in der Begrenzung ist:
Im Gegensatz zur DM71 in meinem Biennophone "Gandria" ist hier das Band messerscharf und bei starkem Signal sehr dünn, was durch die hier konstante Anodenspannung bewirkt wird, während beim "Gandria" die Anode über einen 1M-Widerstand mit der "normalen" Anodenspannung von 250V verbunden ist und somit der Anodenstrom bei kurzem Band kaum abnimmt und damit das verbleibende Stück heller wird. Ich mache mal noch einen Versuch, die DM71 über einen Vorwiderstand mit 90V zu betreiben. Der dünne Rest vom Band ist recht dunkel und vor allem sehr dünn.
Nun kann ich mich wieder der HF widmen, da fehlt noch die letzte ZF-Stufe, die bei AM als HF-Vorstufe wirkt, sowie sämtliche AM-Schwingkreise (Oszillator, HF-Eingang und Zwischenkreis). Weiter fehlen noch ein paar Umschalter für AM/FM.
es geht weiter. Der FM-Pfad hat die letzte ZF-Stufe (eigentlich die erste) bekommen und ist nun bis auf ein paar Kleinigkeiten fertig. Der ZF-Pfad hatte es aber noch in sich, dabei dachte ich, dass der Tuner die Herausforderung war. Die Kapazitäten der Batterieröhren, insbesondere die Gitter-/Anodenkapazität, sind deutlich grösser als bei den üblichen ZF-Röhren der E-Serie. Das bedeutet, dass man sie korrekt über das Schirmgitter neutralisieren muss, sonst gibt es Ärger, insbesondere mit den Schwingkreisen hoher Güte. Nach ein paar Ehrenrunden waren dann aber die richtigen Kapazitätswerte gefunden und die beiden kritischen DF96-Stufen arbeiteten stabil. An den Filtern musste ich auch noch herumschrauben, diese waren noch zu schmal, was zu Verzerrungen führte. Mit einer zusätzlichen Koppelkapazität in Form eines Drahtes, der bei beiden Spulen durch den Kern gezogen wurde, war die Filterkurve dann gut.
Die grösste Herausforderung war dann aber die DK96. Die wird von Valvo zwar nicht als FM-ZF-Verstärker empfohlen, aber die Vorversuche zeigten, dass sie doch eine brauchbare Verstärkung liefert. Die Alternative mit einer weiteren DF96 oder DF97 würde entweder einen selbstschwingenden additiven Mischer für AM (unsympathisch) oder eine weitere Röhre bedeuten (ebenfalls unsympathisch, es sind schon jetzt 11 Röhren verbaut). Dummerweise hatte ich bei den Vorversuchen am Gitter keinen Schwingkreis angeschlossen, sondern direkt mit dem Signalgenerator eingespeist und damit das Hauptproblem nicht erkannt. Der Eingangswiderstand am HF-Gitter (Gitter 3) der DK96 ist nämlich negativ! Das bedeutet, dass ein am Gitter 3 angeschlossener Schwingkreis die Röhre zum Oszillator macht, auch bei HF-mässig kurzgeschlossener Anode. Auf die Idee muss man erst einmal kommen, zuerst versuchte ich es einen Tag lang mit Neutralisieren, weil ich dachte, dass die mit 0.35pF hohe Gitter-Anoden-Kapazität der Übeltäter war Als das Problem dann enttarnt war, war die Lösung einfach: Man dämft den Schwingkreis einfach mit einem positiven Widerstand, so dass der negative Eingangswiderstand kompensiert wird. Das hat dann auch funktioniert, aber das Problem der hohen Gitter-Anodenkapazität war natürlich immer noch da, und die übliche Schirmgitter-Neutralisation wollte nicht funktionieren. Schliesslich habe ich das Problem so gelöst, wie es die Grossväter in der 30er-Jahren gelöst haben: Der anodenseitige Schwingkreis wird mit einer Koppelspule an die Anode angekoppelt, die wesentlich weniger Windungen hat, damit wird die Spannung an der Anode und damit die Rückwirkung kleiner. So hat es dann funktioniert. Die UKW-ZF-Verstärkung ist jetzt ausreichend, so dass die Empfindlichkeit durch das Rauschen des Tuners und nicht durch die Verstärkung beschränkt ist, ab etwa 30uV beginnt die letzte ZF-Stufe zu begrenzen, und ab etwa 200uV ist sie voll in der Begrenzung. Vom Gitter der letzte ZF-Stufe habe ich noch eine Regelspannung für die HF-Vorstufe im UKW-Tuner abgezweigt, so dass bei starken Signalen der Pegel am Mischer reduziert wird. Das vermeidet einerseits eine Übersteuerung des Mischers und reduziert den Stromverbrauch der HF-Stufe. Nur der NF-Pegel ist knapp, da mache ich noch einen Versuch mit einem NF-Trafo, denn die Ausgangsimpedanz des FM-Demodulators ist recht niedrig, bei Belastung mit 10k sinkt die Spannung kaum ab.
Hier noch das neueste Foto vom Chassis. Mitterweile sind alle Röhren mit Funktion und das 3. und 4. ZF-Filter haben eine Abschirmhaube bekommen (das 4. ist auf der Unterseite und damit unsichtbar). Das noch offene Filter ist zwischen der ersten ZF-Stufe (HF-Vorstufe bei AM) und der DK96 und bekommt auch noch eine Haube, auch wenn es nicht zwingend ist, so ist es besser geschützt.
Auf AM habe ich noch etwas getestet. Die NF-Ausbeute ist sehr gut, hier könnte man gegenkoppeln, falls ich auf FM noch mehr Pegel hinbekomme. Die AM-Filter sind noch etwas breit, da mache ich bei Gelegenheit mal noch ein besseres, zwischen der DK96 und der 1. AM/FM-ZF-Stufe hat es auf der Unterseite noch viel Platz, aber das eilt noch nicht. Die Empfindlichkeit am Mischereingang beträgt etwa 300V für eine sichtbare Anzeige der DM71, was schon sehr gut ist, und es gibt ja noch eine HF-Vorstufe. Mit einem Meter Draht konnte ich so schon etwas auf KW empfangen und mit der KW-Aussenantenne ist einwandfreier KW-Empfang möglich, wenn es nicht gerade Spiegelfrequenz-Störungen gibt, da der Vorkreis noch fehlt.
heute war neben ein bisschen Mechanik (Abschirmung des zukünftigen Zwischenkreises für AM) der AM-Oszillator an der Reihe, genauer gesagt das Spulenwickeln. Ein erster Versuch mit den üblichen Spulenkörpern scheiterte kläglich, nicht mal auf Mittelwelle wollte der Ozsillator schwingen. Da der testweise aufgebaute Kreis mit einem Doppellochkern auf KW keinerlei Probleme machte, konnte es eigentlich nur an der Spule liegen. Somit habe ich eine MW-Spule mit Doppellochkern gewickelt und es funktionierte tadellos. Ob bei der konventionellen Spule die Güte nicht ausreichte oder die Kopplung zu schwach ist, ist nicht klar, habe ich auch nicht weiter verfolgt. Die Doppellochkerne haben noch einen gewaltigen Vorteil: Obwohl K1 nicht das beste Material für tiefe Frequenzen ist, braucht auch die LW-Oszillatorspule nur 34 Windungen gegenüber mehreren 100 bei konventionellen Spulenkörpern, was eine enorme Arbeitsersparnis ist. Nachteil ist die fehlende Abgleichmöglichkeit, wobei beim Oszillator trotzdem ein 2-Punkt-Abgleich möglich ist. Für den Gleichlauf muss bekanntlich die relative Frequenzänderung des Oszillators geringer sein als die des Vorkreises, damit die Frequenzdifferenz überall der ZF entspricht. Das wird durch einen Kondensator in Serie zum Drehko erreicht, und eine Variation dieses Kondensators bewirkt etwa dasselbe wie eine Änderung der Induktivität. Bei meinem Biennophone 2066 mit Jahrganz 1937 ist das auch so gemacht, weil es damals noch keine HF-tauglichen Eisenkerne gab und somit die Spulen nicht abgleichbar waren.
Nun habe ich die Oszillatorspulen zusammen und kann bei Gelegenheit den Oszillator definitiv aufbauen. Neben LW und LW gibt es zwei KW-Bereiche, dadurch wird einerseits die Abstimmung durch Bandspreizung bequemer und gleichzeitig wird der Bereich 120m..50m ebenfalls erschlossen, insbesondere das 75m-Band ist durchaus attraktiv.
äußerst interessant. Bei Funkamateuren wird wohl alles mit Ringkernen aufgebaut Das Material K1, ist das, Jenes , was auch in den Röhren-TVs als Symmetrierübertrager verwendet wurde ?
Viele Grüße Bernd
Zwei Dinge sind unendlich, das Universum und die menschliche Dummheit, aber bei dem Universum bin ich mir noch nicht ganz sicher. (Albert Einstein)
K1 eignet sich für Breitbandtrafos bis in den VHF-Bereich, somit kann es für UKW- und VHF-Symmetrietrafos verwendet werden. Es gibt aber auch andere Materialien und jeder Hersteller nennt seine Kerne wieder anders. K1 ist die Bezeichnung von Epcos.
der N30-Typ eignet sich gut für kleine Gegentakt-Gleichspannungswandler, habe ich für die Erzeugung einer 12V-Hilfsspannung in meinem Eigenbau-SDR gebraucht, damit er mit 6V-Akku auskommt. Bei 40kHz Schaltfrequenz sind mehrere Watt möglich, und es gibt kaum Streufelder und damit kein EMV-Problem. Für Resonanzkreise ist er aber ungeeignet, da die Güte nicht besonders hoch ist und auch das recht temperaturabhängig ist, aber für LW- und MW-Breitbandtrafos ist er auch nützlich, z.B. zum Anschluss von Breitband-Loops (sehr niederohmig) an Koaxkabel.
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sinkt die Spannung kaum ab.
V für eine sichtbare Anzeige der DM71, was schon sehr gut ist, und es gibt ja noch eine HF-Vorstufe. Mit einem Meter Draht konnte ich so schon etwas auf KW empfangen und mit der KW-Aussenantenne ist einwandfreier KW-Empfang möglich, wenn es nicht gerade Spiegelfrequenz-Störungen gibt, da der Vorkreis noch fehlt.
